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可不可以制作一个稳定输出电压4.2v的电源?
ryangio
2010-12-24 12:01:35
现在需要一个4.2v的稳定电压输出,可不可以自己制作这个以个东西,就是让外部电源接入到我这个装置上,外部电源从我这个装置出来后就是4.2v的的电压?
请高手指导1
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可不可以制作一个稳定输出电压4.2v的电源?
现在需要一个4.2v的稳定电压输出,可不可以自己制作这个以个东西,就是让外部电源接入到我这个装置上,外部电源从我这个装置出来后就是4.2v的的电压? 请高手指导1
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jnwsh
2010-12-24
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[Quote=引用 1 楼 ejack79 的回复:]
当然可以,找一款输出可调的降压稳压芯片即可。如果手头没有,通过改变反馈的方式也能将固定输出稳压器(如3.3V)的输出电压提升。
[/Quote]++
Ejack79
2010-12-24
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当然可以,找一款输出可调的降压稳压芯片即可。如果手头没有,通过改变反馈的方式也能将固定输出稳压器(如3.3V)的输出电压提升。
贝隆
2010-12-24
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强烈关注。。。。
【精品】毕业设计---基于AT89S52单片机的可预设
电压
的数控
电源
仿真分析.docx
【精品】毕业设计---基于AT89S52单片机的可预设
电压
的数控
电源
仿真分析.docx
L6561 功率因数校正器及其应用
1. 电感电流准连续模式APFC
电源
工作原理分析 APFC
电源
既要保持
输出
电压
恒定,又要控制输入电流为正弦波,以获得高的功率因数,为了能方便地控制输入电流,APFC
电源
常采用boost电路。 L6561为一电流准连续模式(TM模式)的APFC控制芯片,即电感电流处于连续模式与断续模式的临界点。其工作原理如下:首先控制芯片生成一电感电流的参考信号,每一开关周期开始时MOS管导通,电感电流线性增加,然后将电感电流的检测信号与参考信号相比,当电感电流检测值等于电感电流参考值时,MOS管关断,电感电流减少,当电感电流降为零时,MOS管再导通,如此周而复始。电感电流的参考信号由系统
输出
电压
检测值与给定值相减,再经由PI调节器,然后将PI调节器的
输出
与整流桥后端的boost电路输入
电压
波形相乘得到。由于电感电流参考信号由
电压
反馈环决定,故为保持系统
稳定
且获得高的功率因数,
电压
反馈环的带宽不宜太宽。图1 给出了
一个
线周期内电感电流与电感电流参考信号的仿真波形图。 电感电流实际为三角波,其包络为电感电流参考信号,由于电感电流参考信号为
电压
误差放大器的
输出
与整流后的boost电路输入
电压
波形的乘积,且当系统
稳定
工作时,误差放大器的
输出
基本恒定,故电感电流的包络基本为正弦波。 设电感电流的包络为: ,根据三角形面积公式,可得电感电流平均值 ,即电感电流的平均值为正弦波。由于并连于整流桥后端的滤波电路将电感电流的高频部分滤掉,故系统的输入电流为正弦波,且相位与
电源
电压
一致,系统功率因数接近1。 采用Matlab对系统进行数字仿真分析。图1给出了输入220VAC、 图1 电感电流及其参考信号的仿真波形 图2 图1仿真波形的局部放大
输出
400VDC、boost电感500mL、
输出
电容 、负载 系统
稳定
工作时电感电流及其参考信号的仿真波形。由图可知,当系统
稳定
工作时电感电流的包络基本为正弦波,与上述分析相一致。 2. L6561芯片结构与工作原理简介 L6561是ST公司生产的有源功率因数校正专用芯片。能方便的构成宽
电压
输入(AC85V—265V),低谐波含量的APFC
电源
;能直接驱动MOS管,且集成了各种保护功能;由于集成度很高,它大大减少了构成系统所需的元器件,降低了损耗,提高了效率。 图3给出了L6561的内部原理图。8号引脚为芯片的
电源
输入端,芯片的正常工作
电压
范围为11V—18V,芯片内部有一20V的稳压管并连于该引脚与地之间,为防止芯片供电
电压
过高而将芯片内部稳压管击穿,可在该引脚与外部供电
电源
间串接一限流电阻;7号引脚为芯片的驱动信号
输出
引脚,该引脚内部采用了图腾柱结构,具有最大400mA的驱动能力,能直接驱动MOS管;6号引脚为芯片的参考地,该引脚应和主电路的地连在一起;5号引脚为芯片的过零检测引脚,用于确定何时导通MOS管。该引脚检测电感电流过零时产生的
电压
振荡,有效触发信号为一下降沿;4号引脚为MOS管电流采样引脚,芯片将该引脚检测到的信号与芯片内部产生的电感电流参考信号相比较,用以确定何时关断MOS管;3号引脚为芯片内部乘法器的
一个
输入端,该引脚与boost电路输入
电压
相连,确定输入
电压
的波形与相位,用以生成芯片内部的电感电流参考信号;2号引脚为内部乘法器的另
一个
输入端,同时为
电压
误差放大器的
输出
端,当系统
稳定
工作时,该点的
电压
应恒定;1号引脚为系统反馈
电压
的输入端,该引脚与内部运算放大器的负相输入端相连,同时通过一电阻分压网络与
输出
电压
相连,从而构成负反馈;1号引脚和2号引脚之间应接一补偿网络,该网络一方面构成
电压
环的PI调节器,另一方面用以补偿系统的动静态性能。 图3 L6561的内部原理图 图4 基于L6561的APFC
电源
的实际电路图 3. 系统构成及其原理 图4给出了由L6561构成的APFC
电源
的实际电路图。图中输入交流电经整流桥整流后变换为直流电,作为boost电路的输入;电容C1用以滤除电感电流中的高频部分,降低输入电流的谐波含量;电阻R9和R10构成电阻分压网络,用以确定输入
电压
的波形与相位,电容C7与电阻R9构成一RC滤波器,用以 除去3号引脚的高频干扰信号;boost电感有一副边绕组,该绕组一方面通过电阻R1将电感电流过零信号传递到芯片的5号引脚,另一方面作为芯片正常工作时的
电源
;芯片驱动信号通过电阻R5连到MOS管的门极,R5用以防止MOS管的驱动信号振荡;电阻R6作为电感电流检测电阻,用以采样电感电流的上升沿(MOS管电流),该电阻一端接于系统地,另一端同时接在MOS管的源极和芯片的4号引脚;电阻R7和R8构成电阻分压网络,形成
输出
电压
的负反馈回路;电容C3连接于芯片1、2号引脚之间,用于形成
电压
环的补偿网络;电阻R2,R3,电容C2,C6,二极管D3,稳压管D2和boost电感的副边共同构成了芯片
电源
,其中,电阻R3连接于电容C1和芯片8号引脚之间,在系统通电时提供芯片的启动
电压
。 4.系统设计 以下以L6561芯片为基础,详细介绍APFC
电源
的设计过程。系统设计基于以下参数:①输入
电压
:85VAC—265VAC;②最大
输出
功率:250W;③
输出
电压
:直流400V±3%。 4.1主电路设计 1) 熔丝管:由系统最大输入电流 ,故可选用6A/250V的熔丝管。 2) 整流桥:整流桥的设计由两个参数决定,一是系统的最大输入电流,一是系统最大输入
电压
,据此整流桥可由6A500V的普通二极管构成。 3) 电感T:设系统输入
电压
为 ,系统输入功率为 ,系统
输出
电压
为 (忽略
输出
电压
的脉动),电感量为L,则系统的输入电流为 ,控制电路所生成的参考电流为 。所以MOS管导通时间 为: (1) MOS管关断时间 为: (2) MOS管的开关频率为: (3) 图5给出了
一个
线周期内MOS管的开关频率与MOS管关断时间波形,图中: 、 、 、 、 、 。由 图5 MOS管的开关频率与关断时间波形 图5与式(3)可知, MOS管开关频率的最大值为 , MOS管开关频率的最小值为 根据以上的分析,当电感L过小时,MOS管的最大开关频率将增加,导致MOS损耗增加,损坏MOS管;当电感L过大时,一方面电感自身的体积将相应增大,另一方面将导致系统性能下降(低次谐波含量将增加);故电感量的选择应综合考虑,由于芯片要求最小MOS管开关频率不小于15kHz,今选电感量为500uH,此时MOS管工作频率在16kHz—220kHz之间。 4) 原、副边匝比:电感原、副边匝比不宜过大,即 ;式中, 为系统
输出
电压
, 为boost输入
电压
的峰值, 为芯片所认同的高电平的最小值。在此取k=9。 5) 电容C:根据经验,
输出
电容C的选取为0.3 ~0.4uF/W,而其两端
电压
为系统
输出
电压
,故可选用450V150uF的电解电容。 6) 二极管D:二极管D应为快恢复二极管,流过二极管的平均电流为 ,最大峰值电流为 ,故可选用BYV26E,其阻断
电压
为1000V,最大平均电流为1A,最大可重复冲击电流为10A。 7) 电容C1 :根据经验,该电容可选用1uF/400V的CBB电容。 8) MOS管: MOS管的最大阻断
电压
由
输出
电压
加上适当的裕量来决定,而其最大允许电流为系统的输入电流,故可选取IRFP450作为开关管。
4.2
控制电路设计 1) INV引脚:该引脚为
电压
误差放大器的反相输入端和
输出
电压
过压保护输入端。相关的电阻分压网络参数可由下式决定: 式中 为系统
输出
电压
, 为系统允许的最大过
电压
。 2)COMP引脚:该引脚同时为
电压
误差放大器的
输出
端和芯片内部乘法器的
一个
输入端。反馈补偿网络接在该引脚与引脚INV之间,根据经验,补偿电容可选 。 3) MULT引脚:该引脚为芯片内部乘法器的另一输入端。分压电阻R9、R10由下式选取: ; 为 的最大峰值, 为系统输入
电压
的最大有效值。电容C7可由 来确定。 4) CS引脚: CS引脚为芯片内部PWM比较器的反相输入端,该引脚通过电阻R6来检测MOS管电流。根据芯片资料,可选择电阻R6的阻值。 5) ZCD引脚: ZCD引脚为电感电流过零检测端,该引脚通过一限流电阻接于boost电感的副边绕组。R1的选取应保证流入ZCD引脚的电流不超过3mA。 6) GND引脚:该引脚为芯片地,芯片所有信号都以该引脚为参考,该引脚直接与主电路地相连。 7) GD引脚: GD引脚为MOS管的驱动信号
输出
引脚。为避免MOS管驱动信号震荡,一般在GD引脚与MOS管的栅极之间连接一十几欧姆到几十欧姆电阻,该电阻的大小由实际电路决定。 8) Vcc引脚:Vcc引脚为芯片
电源
。该引脚同时连接于启动电路和
电源
电路。稳压管D2选用18V稳压管;电容C2选用几十uF的电解电容;二极管D3应选用快恢复二极管,如1N4148;电阻R3选用几百千欧的电阻;电容C6可用几十nF的瓷片电容;电阻R2为几百欧姆。 5. 试验波形及其分析 图7给出了由L6561构成的boost校正器的输入电流和
输出
电压
实验波形,图7给出的实验波形的实验条件为:输入
电压
为调压器提供的220.4V交流
电压
;负载由两个150W/220V的白炽灯串联组成。由图可看出输入电流基本为正弦波,
输出
电压
的直流分量基本为400V,其脉动频率为两倍的线频率。图6给出了boost校正器MULT和CS引脚
电压
的实验波形。由图可以看出流过MOS管的电流的包络波形与MULT引脚的
电压
波形相吻合;然而MULT引脚的
电压
并不为正弦波,而是有一定的畸变,特别是当boost输入
电压
过零时,这是由滤波电容C1和C7引起的,适当减小这两个电容可减小其畸变,然而会导致更大的高频谐波。CS引脚
电压
波形中的毛刺是由开关管的通断产生的电流毛刺引起的。图6还给出了boost校正器COMP引脚
电压
实验波形。由图可看出在线周期内该
电压
保持恒定。 图6MULT 、CS、COMP引脚
电压
实验波形 图7APFC
电源
输入电流和
输出
电压
实验波形 6. 结束语 本文在分析电感电流准连续模式的有源功率因数预校正电路原理的基础上,针对传统AC/DC变换器电流谐波高、网络功率因数低等缺点,采用控制芯片L6561
制作
了一台宽
电压
输入(85VAC—265VAC)、
输出
功率为250W的APFC
电源
,实验结果表明该
电源
系统的功率因数提高到0.98以上,总谐波含量低于5%
移动
电源
构造原理
主要讲解了移动
电源
的构造原理及开发,可以通过学习自己做
一个
移动
电源
自制太阳能手机充电器设计资料.doc
使用手机的人都有过这样的经历:外出时手机电池突然没有电了,因充电器不在身边或找不到可以充电的地方,影响了手机的正常使用。为了解决这一问题,本文介绍一种太阳能手机充电器,它使用太阳能电池板,经电路进行直流
电压
变换后给手机电池充电,并能在电池充电完成后自动停止充电。
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